Transistores de
potencia
El transistor de potencia
El funcionamiento
y utilización de los transistores de potencia es idéntico al de los transistores
normales, teniendo como características especiales las altas tensiones e
intensidades que tienen que soportar y, por tanto, las altas potencias a
disipar.
Existen tres tipos de transistores de potencia:
- bipolar.
- unipolar o FET (Transistor de Efecto de Campo).
- IGBT.
Parámetros |
MOS |
Bipolar |
Impedancia de entrada |
Alta (1010 ohmios) |
Media (104 ohmios) |
Ganancia en corriente |
Alta (107) |
Media (10-100) |
Resistencia ON (saturación) |
Media / alta |
Baja |
Resistencia OFF (corte) |
Alta |
Alta |
Voltaje aplicable |
Alto (1000 V) |
Alto (1200 V) |
Máxima temperatura de operación |
Alta (200ºC) |
Media (150ºC) |
Frecuencia de trabajo |
Alta (100-500 Khz) |
Baja (10-80 Khz) |
Coste |
Alto |
Medio |
El IGBT ofrece a los usuarios las ventajas de entrada MOS, más la capacidad
de carga en corriente de los transistores bipolares:
- Trabaja con tensión.
- Tiempos de conmutación bajos.
- Disipación mucho mayor (como los bipolares).
Nos interesa que el transistor se parezca, lo más posible, a un elemento
ideal:
- Pequeñas fugas.
- Alta potencia.
- Bajos tiempos de respuesta (ton , toff), para conseguir una alta
frecuencia de funcionamiento.
- Alta concentración de intensidad por unidad de superficie del
semiconductor.
- Que el efecto avalancha se produzca a un valor elevado ( VCE máxima
elevada).
- Que no se produzcan puntos calientes (grandes di/dt ).
Una
limitación importante de todos los dispositivos de potencia y concretamente de
los transistores bipolares, es que el paso de bloqueo a conducción y viceversa
no se hace instantáneamente, sino que siempre hay un retardo (ton , toff). Las
causas fundamentales de estos retardos son las capacidades asociadas a las
uniones colector - base y base - emisor y los tiempos de difusión y
recombinación de los portadores.
Principios básicos de funcionamiento
La
diferencia entre un transistor bipolar y un transistor unipolar o FET es el modo
de actuación sobre el terminal de control. En el transistor bipolar hay que
inyectar una corriente de base para regular la corriente de colector, mientras
que en el FET el control se hace mediante la aplicación de una tensión entre
puerta y fuente. Esta diferencia vienen determinada por la estructura interna de
ambos dispositivos, que son substancialmente distintas.
Es una característica común, sin embargo, el hecho de que la potencia que
consume el terminal de control (base o puerta) es siempre más pequeña que la
potencia manejada en los otros dos terminales.
En resumen, destacamos tres cosas fundamentales:
- En un transistor bipolar IB controla la magnitud de
IC.
- En un FET, la tensión VGS controla la corriente ID.
- En ambos casos, con una potencia pequeña puede controlarse otra bastante
mayor.
Tiempos de conmutación
Cuando el transistor está en saturación o en corte las
pérdidas son despreciables. Pero si tenemos en cuenta los efectos de retardo de
conmutación, al cambiar de un estado a otro se produce un pico de potencia
disipada, ya que en esos instantes el producto IC x VCE va
a tener un valor apreciable, por lo que la potencia media de pérdidas en el
transistor va a ser mayor. Estas pérdidas aumentan con la frecuencia de trabajo,
debido a que al aumentar ésta, también lo hace el número de veces que se produce
el paso de un estado a otro.
Podremos distinguir entre tiempo de excitación o encendido (ton) y tiempo de
apagado (toff). A su vez, cada uno de estos tiempos se puede dividir en otros
dos.
Tiempo de
retardo (Delay Time, td): Es el tiempo que transcurre desde el instante en
que se aplica la señal de entrada en el dispositivo conmutador, hasta que la
señal de salida alcanza el 10% de su valor final.
Tiempo de subida (Rise time, tr): Tiempo que emplea la señal de salida
en evolucionar entre el 10% y el 90% de su valor final.
Tiempo de almacenamiento (Storage time, ts): Tiempo que transcurre
desde que se quita la excitación de entrada y el instante en que la señal de
salida baja al 90% de su valor final.
Tiempo de caída (Fall time, tf): Tiempo que emplea la señal de salida
en evolucionar entre el 90% y el 10% de su valor final.
Por tanto, se pueden definir las siguientes relaciones :
Es de hacer notar el hecho de que el tiempo de apagado
(toff) será siempre mayor que el tiempo de encendido (ton).
Los tiempos de encendido (ton) y apagado (toff) limitan la frecuencia máxima
a la cual puede conmutar el transistor:
Otros parámetros importantes
Corriente media: es el valor medio de la corriente
que puede circular por un terminal (ej. ICAV, corriente media por el
colector).
Corriente máxima: es la máxima corriente admisible de colector
(ICM) o de drenador (IDM). Con este valor se determina la
máxima disipación de potencia del dispositivo.
VCBO: tensión entre los terminales colector y base cuando
el emisor está en circuito abierto.
VEBO: tensión entre
los terminales emisor y base con el colector en circuito abierto.
Tensión máxima: es la máxima tensión aplicable entre dos terminales
del dispositivo (colector y emisor con la base abierta en los bipolares,
drenador y fuente en los FET).
Estado de saturación: queda determinado por una caída de tensión
prácticamente constante. VCEsat entre colector y emisor en el bipolar
y resistencia de conducción RDSon en el FET. Este valor, junto con el
de corriente máxima, determina la potencia máxima de disipación en saturación.
Relación corriente de salida - control de entrada: hFE para
el transistor bipolar (ganancia estática de corriente) y gds para el
FET (transconductancia en directa).
Modos de trabajo
Existen cuatro condiciones
de polarización posibles. Dependiendo del sentido o signo de los voltajes de
polarización en cada una de las uniones del transistor pueden ser :
- Región activa directa: Corresponde a una polarización directa de la
unión emisor - base y a una polarización inversa de la unión colector - base.
Esta es la región de operación normal del transistor para amplificación.
- Región activa inversa: Corresponde a una polarización inversa de la
unión emisor - base y a una polarización directa de la unión colector - base.
Esta región es usada raramente.
- Región de corte: Corresponde a una polarización inversa de ambas
uniones. La operación en ésta región corresponde a aplicaciones de conmutación
en el modo apagado, pues el transistor actúa como un interruptor abierto (IC
0).
- Región de saturación: Corresponde a una polarización directa de
ambas uniones. La operación en esta región corresponde a aplicaciones de
conmutación en el modo encendido, pues el transistor actúa como un interruptor
cerrado (VCE 0).
Avalancha secundaria. Curvas SOA.
Si se sobrepasa la máxima tensión permitida entre
colector y base con el emisor abierto (VCBO), o la tensión máxima
permitida entre colector y emisor con la base abierta (VCEO), la
unión colector - base polarizada en inverso entra en un proceso de ruptura
similar al de cualquier diodo, denominado avalancha primaria.
Sin embargo, puede darse un caso de avalancha cuando estemos trabajando con
tensiones por debajo de los límites anteriores debido a la aparición de puntos
calientes (focalización de la intensidad de base), que se produce cuando tenemos
polarizada la unión base - emisor en directo. En efecto, con dicha polarización
se crea un campo magnético transversal en la zona de base que reduce el paso de
portadores minoritarios a una pequeña zona del dispositivo (anillo circular).La
densidad de potencia que se concentra en dicha zona es proporcional al grado de
polarización de la base, a la corriente de colector y a la VCE, y
alcanzando cierto valor, se produce en los puntos calientes un fenómeno
degenerativo con el consiguiente aumento de las pérdidas y de la temperatura. A
este fenómeno, con efectos catastróficos en la mayor parte de los casos, se le
conoce con el nombre de avalancha secundaria (o también segunda ruptura).
El efecto que produce la avalancha secundaria sobre las curvas de salida del
transistor es producir unos codos bruscos que desvían la curva de la situación
prevista (ver gráfica anterior).
El transistor puede funcionar por encima de la zona límite de la avalancha
secundaria durante cortos intervalos de tiempo sin que se destruya. Para ello el
fabricante suministra unas curvas límites en la zona activa con los tiempos
límites de trabajo, conocidas como curvas FBSOA.
Podemos ver como existe una curva para corriente continua
y una serie de curvas para corriente pulsante, cada una de las cuales es para un
ciclo concreto.
Todo lo descrito anteriormente se produce para el ton del dispositivo.
Durante el toff, con polarización inversa de la unión base - emisor se produce
la focalización de la corriente en el centro de la pastilla de Si, en un área
más pequeña que en polarización directa, por lo que la avalancha puede
producirse con niveles más bajos de energía. Los límites de IC y
VCE durante el toff vienen reflejado en las curvas RBSOA dadas por el
fabricante.
Efecto producido por carga inductiva. Protecciones.
Las cargas inductivas someten a los transistores a las condiciones
de trabajo más desfavorables dentro de la zona activa.
En el diagrama superior se han representado los
diferentes puntos idealizados de funcionamiento del transistor en corte y
saturación. Para una carga resistiva, el transistor pasará de corte a
saturación. Para una carga resistiva, el transistor pasará de corte a saturación
por la recta que va desde A hasta C, y de saturación a corte desde C a A. Sin
embargo, con una carga inductiva como en el circuito anterior el transistor pasa
a saturación recorriendo la curva ABC, mientras que el paso a corte lo hace por
el tramo CDA. Puede verse que este último paso lo hace después de una profunda
incursión en la zona activa que podría fácilmente sobrepasar el límite de
avalancha secundaria, con valor VCE muy superior al valor de la fuente (Vcc).
Para proteger al transistor y evitar su degradación se utilizan en la
práctica varios circuitos, que se muestran a continuación :
a) Diodo Zéner en paralelo con el transistor (la tensión
nominal zéner ha de ser superior a la tensión de la fuente Vcc).
b) Diodo en antiparalelo con la carga RL.
c) Red RC polarizada en paralelo con el transistor (red snubber).
Las dos primeras limitan la tensión en el transistor durante el paso de
saturación a corte, proporcionando a través de los diodos un camino para la
circulación de la intensidad inductiva de la carga.
En la tercera protección, al cortarse el transistor la intensidad inductiva
sigue pasando por el diodo y por el condensador CS, el cual tiende a cargarse a
una tensión Vcc. Diseñando adecuadamente la red RC se consigue que la tensión en
el transistor durante la conmutación sea inferior a la de la fuente, alejándose
su funcionamiento de los límites por disipación y por avalancha secundaria.
Cuando el transistor pasa a saturación el condensador se descarga a través de
RS.
El efecto producido al incorporar la red snubber es la
que se puede apreciar en la figura adjunta, donde vemos que con esta red, el
paso de saturación (punto A) a corte (punto B) se produce de forma más directa y
sin alcanzar valores de VCE superiores a la fuente Vcc.
Para el cálculo de CS podemos suponer, despreciando las pérdidas, que la
energía almacenada en la bobina L antes del bloqueo debe haberse transferido a
CS cuando la intensidad de colector se anule. Por tanto :
de donde :
Para calcular el valor de RS hemos de tener en cuenta que
el condensador ha de estar descargado totalmente en el siguiente proceso de
bloqueo, por lo que la constante de tiempo de RS y CS ha de ser menor (por
ejemplo una quinta parte) que el tiempo que permanece en saturación el
transistor :
Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga
resistiva
La gráfica superior muestra las señales idealizadas de
los tiempos de conmutación (ton y toff) para el caso de una carga resistiva.
Supongamos el momento origen en el comienzo del tiempo de subida (tr) de la
corriente de colector. En estas condiciones (0 t tr) tendremos :
donde IC más vale :
También tenemos que la tensión colector - emisor viene
dada como :
Sustituyendo, tendremos que :
Nosotros asumiremos que la VCE en saturación
es despreciable en comparación con Vcc.
Así, la potencia instantánea por el transistor durante este intervalo viene
dada por :
La energía, Wr, disipada en el transistor durante el
tiempo de subida está dada por la integral de la potencia durante el intervalo
del tiempo de caída, con el resultado:
De forma similar, la energía (Wf) disipada en el
transistor durante el tiempo de caída, viene dado como:
La potencia media resultante dependerá de la frecuencia
con que se efectúe la conmutación:
Un último paso es considerar tr despreciable frente a tf,
con lo que no cometeríamos un error apreciable si finalmente dejamos la potencia
media, tras sustituir, como:
Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga
inductiva
Arriba podemos ver la gráfica de la iC(t),
VCE(t) y p(t) para carga inductiva. La energía perdida durante en ton
viene dada por la ecuación:
Durante el tiempo de conducción (t5) la energía perdida
es despreciable, puesto que VCE es de un valor ínfimo durante este
tramo.
Durante el toff, la energía de pérdidas en el transistor vendrá dada por la
ecuación:
La potencia media de pérdidas durante la conmutación será
por tanto:
Si lo que queremos es la potencia media total disipada
por el transistor en todo el periodo debemos multiplicar la frecuencia con la
sumatoria de pérdidas a lo largo del periodo (conmutación + conducción). La
energía de pérdidas en conducción viene como:
Ataque y protección del transistor de potencia
Como hemos visto anteriormente, los tiempos de conmutación limitan
el funcionamiento del transistor, por lo que nos interesaría reducir su efecto
en la medida de lo posible.
Los tiempos de conmutación pueden ser reducidos mediante
una modificación en la señal de base, tal y como se muestra en la figura
anterior.
Puede verse como el semiciclo positivo está formado por un tramo de mayor
amplitud que ayude al transistor a pasar a saturación (y por tanto reduce el
ton) y uno de amplitud suficiente para mantener saturado el transistor (de este
modo la potencia disipada no será excesiva y el tiempo de almacenamiento no
aumentará). El otro semiciclo comienza con un valor negativo que disminuye el
toff, y una vez que el transistor está en corte, se hace cero para evitar
pérdidas de potencia.
En consecuencia, si queremos que un transistor que actúa en conmutación lo
haga lo más rápidamente posible y con menores pérdidas, lo ideal sería atacar la
base del dispositivo con una señal como el de la figura anterior. Para esto se
puede emplear el circuito de la figura siguiente.
En estas condiciones, la intensidad de base aplicada
tendrá la forma indicada a continuación:
Durante el semiperiodo t1, la tensión de entrada (Ve) se
mantiene a un valor Ve (máx). En estas condiciones la VBE es de unos
0.7 v y el condensador C se carga a una tensión VC de valor:
debido a que las resistencias R1 y R2 actúan como un
divisor de tensión.
La cte. de tiempo con que se cargará el condensador será aproximadamente de:
Con el condensador ya cargado a VC, la
intensidad de base se estabiliza a un valor IB que vale:
En el instante en que la tensión de entrada pasa a valer
-Ve(min), tenemos el condensador cargado a VC, y la
VBE=0.7 v. Ambos valores se suman a la tensión de entrada, lo que
produce el pico negativo de intensidad IB (mín):
A partir de ese instante el condensador se descarga a
través de R2 con una constante de tiempo de valor R2C.
Para que todo lo anterior sea realmente efectivo, debe cumplirse que:
con esto nos aseguramos que el condensador está cargado
cuando apliquemos la señal negativa. Así, obtendremos finalmente una frecuencia
máxima de funcionamiento :
Un circuito más serio es el de Control Antisaturación:
El tiempo de saturación (tS)será proporcional a la
intensidad de base, y mediante una suave saturación lograremos reducir tS :
Inicialmente tenemos que:
En estas condiciones conduce D2, con lo que la intensidad
de colector pasa a tener un valor:
Si imponemos como condición que la tensión de codo del
diodo D1 se mayor que la del diodo D2, obtendremos que IC sea mayor
que IL:
En lo que respecta a la protección por red snubber, ya se
ha visto anteriormente.